由運放組成的V/I、I/V變換電路

1、 0－5V/0－10mA的V/I變換電路
  圖1是由運放和阻容等元件組成的V/I變換電路，能將0—5V的直流電壓信號線性地轉換成0－10mA的電流信號，A1是比較器．A3是電壓跟隨器，構成負反饋迴路，輸入電壓Vi與反饋電壓Vf比較，在比較器A1的輸出端得到輸出電壓VL，V1控制運放A1的輸出電壓V2，從而改變晶體管T1的輸出電流IL而輸出電流IL又影響反饋電壓Vf，達到跟蹤輸入電壓Vi的目的。輸出電流IL的大小可通過下式計算：IL＝Vf/(Rw+R7)，由於負反饋的作用使Vi=Vf，因此IL＝Vi/(Rw+R7)，當Rw+R7取值為500Ω時,可實現0－5V/0－10mA的V/I轉換，如果所選用器件的性能參數比較穩定，運故A1、A2的放大倍數較大，那麼這種電路的轉換精度，一般能夠達到較高的要求。
 

2、 0－10V/0－10mA的V/I變換電路
    圖2中Vf是輸出電流IL流過電阻Rf產生的反饋電壓，即V1與V2兩點之間的電壓差，此信號經電阻R3、R4加到運放A1的兩個輸入端Vp與Vn，反饋電壓Vf=V1－V2，對於運放A1，有VN＝Vp；Vp＝V1/(R2+R3)×R2，VN＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，所以V1/(R2+R3)×R2＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，依據Vf＝V1-V2及上式可推導出：
 
    若式中R1＝R2＝100kΩ，R1＝R4=20kΩ，則有：Vf×R1＝Vi×R4，
    得出：Vf＝R4/R1×Vi＝1/5Vi，如果忽略流過反饋迴路R3、R4的電流，則有：IL＝Vf/Rf＝Vi/5Rf，由此可以看出．當運放的開環增益足夠大時，輸出電流IL與輸入電壓Vi滿足線性關係，而且關係式中只與反饋電阻Rf的阻值有關．顯然，當Rf＝200Ω時，此電路能實現0－10v/0－10mA的V/I變換。
 

3、 1－5V/4－20mA的V/I變換電路
  在圖3中．輸入電壓Vi是疊加在基準電壓VB(VB=10V)上，從運放A1的反向輸入VN端輸入的，晶體管T1、T2組成複合管，作為射極跟蹤器，起到降低T1基極電流的作用(即忽略反饋電流I2)，使得IL≈I1，而運放A1滿足VN≈Vp，如果電路圖中R1＝R2＝R，R4＝R5＝kR，則有如下表達式：
 
由式①②③可推出：
 
若Rf＝62.5Ω,k=0.25,Vi=1－5V，則I1＝4－20mA，而實際變換電流IL比I1小，相差I2(IL=I1-I2)，I2是一個隨輸入電壓Vi變化的變數，輸入電壓最小時(Vi=1V),誤差最大，在實際應用中，為了使誤差降到最小，一般R1，R2，Rf的阻值分別選取40.25kΩ,40kΩ,62.5Ω。
 

4、 0－10mA/0－5V的I/V變換電路
    在實際應用中，對於不存在共模干擾的電流輸入信號，可以直接利用一個精密的線繞電阻，實現電流/電壓的變換，如圖4，若精密電阻R1＋Rw＝500Ω,可實現0-10mA/0-5V的I/V變換，若精密電阻R1＋Rw＝250Ω,可實現4-20mA/1-5V的I/V變換。圖中R,C組成低通濾波器，抑制高頻干擾，Rw用於調整輸出的電壓範圍，電流輸入端加一穩壓二極體。
 
    對於存在共模干擾的電流輸入信號，可採用隔離變壓器耦合方式，實現0-10mA/0-5V的I/V變換，一般變壓器輸出端的負載能力較低，在實際應用中還應在輸出端接一個電壓跟隨器作為緩衝器，以提高驅動能力。

5、 由運放組成的0－10mA/0－5V的I/V變換電路
    在圖5中，運放A1的放大倍數為A＝(R1+Rf)/R1,若R1＝100kΩ，Rf＝150kΩ，則A＝2.5；若R4＝200Ω，對於0－10mA的電流輸入信號，將在R4上產生0－2V的電壓信號，由A＝2.5可知，0－10mA的輸入電流對應0－5V的輸出電壓信號。
 
    圖中電流輸入信號Ii是從運放A1的同相輸入端輸入的，因此要求選用具有較高共模抑制比的運算放大器，例如，OP-07、OP-27等。

6、 4－20mA/0－5V的I/V變換電路
    經對圖6電路分析，可知流過反饋電阻Rf的電流為(Vo-VN)/Rf與VN/R1＋(VN-Vf)/R5相等，由此，可推出輸出電壓Vo的表達式：
Vo=(1+Rf/R1+Rf/R5)×VN-(R4/R5)×Vf。由於VN≈Vp＝Ii×R4，上式中的VN即可用Ii×R4替換，若R4＝200Ω，R1＝18kΩ，Rf＝7.14kΩ，R5＝43kΩ，並調整Vf≈7.53V，輸出電壓Vo的表達式可寫成如下的形式:
 
當輸入4－20mA電流信號時，對應輸出0－5V的電壓信號。