基於UC3844的多路輸出IGBT驅動電源設計

摘要：介紹一種採用UC3844集成晶元實現的多路輸出單端反激式IGBT驅動電源。根據設計要求給出了該電路的具體設計步驟及電路參數。實驗結果表明，該電源的可靠性高，穩定性好，輸出紋波小，能夠適應電網電壓10% 和負載20% 的波動。

    近年來，隨著電力電子技術的發展，各個應用領域對電源的體積、重量、效率等方面提出了越來越高的要求。單端反激式變換電路由於具有體積小、重量輕、效率高、線路簡潔、可靠性高以及具有較強的自動均衡各路輸出負載的能力等優點，非常適合用於設計大功率高頻開關電源的輔助電源或功率開關的驅動電源。
    開關電源的控制電路可以分為電壓控制型和電流控制型，前者是一個單閉環電壓控制系統，在其控制過程中，電源電路中的電感電流未參與控制，是獨立變數，開關變換器為二階系統，而二階系統是一個有條件的穩定系統；後者是一個電壓、電流雙閉環控制系統，電感電流不再是一個獨立變數，從而使開關變換器成為一個一階無條件的穩定系統，因而很容易不受約束地得到大的開環增益和完善的小信號、大信號特性。為此，應用電流控制型晶元(峰值電流控制)UC3844設計了一種大功率高頻開關電源功率開關(例如IGBT)驅動電源，其主要技術指標為：5路輸出(各路均為20V/0.5A)；輸出電壓紋波<±0.5% ；工作頻率為40kHz；輸入交流電壓範圍(1±10%)220V。

1 主電路設計
1.1 主電路拓撲
    圖1是所設計電源的原理圖，主電路採用單端反激式變換電路，220 V交流輸入電壓經橋式整流、電容濾波變為直流后，供給單端反激式變換電路，並通過電阻R1、C2為UC3844提供初始工作電壓。為提高電源的開關頻率，採用功率MOSFET作為功率開關管，在UC3844的控制下，將能量傳遞到輸出側。為抑制電壓尖峰，在高頻變壓器原邊設置了RCD緩衝電路。
 
1.2 變壓器設計
    變壓器是開關電源的重要組成部分，它對電源的效率和工作可靠性，以及輸出電氣性能都起著非常重要的作用。在設計時要充分考慮轉換功率容量、工作頻率、主電路形式、輸入和輸出電壓等級和變化範圍、鐵芯材料和形狀、繞組繞制方式、散熱條件、工作環境和成本等各方面的因素。而單端反激式變換電路中的變壓器既有電抗器的功能又有變壓器的工作特性，因而它的設計方法有它的特殊性。
    如圖1所示，當功率開關管受PWM脈衝激勵而導通時，直流輸入電壓施加到高頻變壓器的原邊繞組上，在變壓器次級繞組上感應出的電壓使整流二極體反向偏置而阻斷， 此時電源能量以磁能形式存儲在電感中；當開關管截止時，原邊繞組兩端電壓極性反向，副邊繞組上的電壓極性顛倒，使輸出端的整流二極體導通，儲存在變壓器中的能量釋放給負載。
根據技術指標的要求，輸入功率約為62.5W，則原邊峰值電流為:
I_pk=2P_o/(V_in(max)D_max)=0.69A     (1)
式中：Po為輸出功率，50W；
V_in(max)為交流電壓的最大值(取240V)經過整流后得到的直流電壓的數值，取288V；
D_max為最大占空比，取0.5。
變壓器的初級電感量為:
Lp=V_in(max)×D_max/(I_pk×f)=4.02 mH    (2)
式中：Vin(max)為交流電壓的最小值(取185V)經過整流后得到的直流電壓的數值，取222V；
Dmax為最大占空比，取0.5；
f為工作頻率，40 kHz。
利用AP法選擇最小尺寸的磁芯
Ae×Ac=Lp×Lpk×10⁶/(j×K_e×K_c×△B_max ) = 15.7×10³mm⁴   (3)
式中：Lp為前面計算的變壓器初級電感量；
Ipk為原邊峰值電流；
j為電流密度(A/mm² )，這裡取為3；
Ke為鐵芯截面有效係數，選用鐵氧體鐵芯，Ke=0.98；
Kc為鐵芯窗口的有效利用係數，取0.3；
△B_max為磁通密度的最大變化量，取0.2
據此可選EI33型磁芯，其Ae=9.7×12.7=123.19mm²,Ac=7.3×19.2=140.16mm²(其Ae×Ac=17.3×10³mm⁴)
導線截面積為
Sx=I_in(max)/j=0.28/3=0.09 mm²    (4)
可選擇直徑為0.41 mm的漆包線。初級匝數為:
Np= Vs×ton/(△Bac×Ae)=123    (5)
式中：Vs為原邊所加的直流電壓的平均值，取264V；
ton為最大占空比下的開通時間，為1.2×12.5×10^-6s。
次級匝數為
Ns=Np×U2/U1=24.6，取25。
式中：U2/U1為變壓器原副邊的電壓比，根據經驗數值以及所選開關管的耐壓值(500 V)，設定原副邊的電壓比為5：1)。

1.3 變壓器原邊緩衝電路設計
    每當開關管由導通變為截止時，在變壓器的一次繞組上就會產生尖峰電壓和感應電壓。其中的尖峰電壓是由於高頻變壓器存在漏感而形成
的，它與直流高壓 和感應電壓 疊加后很容易損壞開關管。為此，加入RCD緩衝電路，對尖峰電壓進行箝位或吸收。
    緩衝電容要滿足當開關管集電極電流達到0時，其集電極電壓不能超過Vceo的70% ，即C=1/2×I_ptf/0.7Vceo =8nF，取10nF/400V     (6)
式中：Ip是原邊電流(0.28A)；
tf是集電極電流下降時間(20us)；
Vceo是所用晶體管的Vceo額定值(500V)。
    按在Tr最小導通時間裡電容能充分放電來選擇緩衝器放電電阻(R)。最小導通時間在最大輸人電壓Vsmax、最小負載電流Iomin時發生。為使C在ton時能完全充分放電，電阻不能過大。因此，按RC時間常數等於0.5 toff(min)(toff(min)取2.5us)來計算R值，即
R=0.5toff(min)/C×10²=12.5 kΩ，取15 kΩ              (7)
電阻上消耗的功率為：
P=1/5CV_c²f=2.79W                   (8)
式中：Vc為整流后的直流電壓264V；
f為工作頻率40 kHz。
    為保證此電源能長時間工作，電阻的額定功率應留有一定余量，故選用5w 的功率電阻。

2 控制電路設計
2.1 UC3844外圍電路設計
    UC3844內部主要由5.0V基準電壓源、振蕩器(用來精確地控制占空比調節)、降壓器、電流測定比較器、PWM鎖存器、高增益E/A誤差放大器和適用於驅動功率MOSFET的大電流推挽輸出電路等構成。
    UC3844的典型外圍電路如圖2所示，圖中腳7是其電源端，晶元工作的開啟電壓為16V，欠壓鎖定電壓為10V，上限為34V，這裡設定20V給
它供電，用穩壓二極體穩壓，同時並聯電解電容濾波，其值為10uF。開始時由原邊主電路向其供電，電路正常工作以後由副邊供電。原邊主電路向其供電時需加限流電阻，考慮發熱及散熱條件，其值取為62kΩ/5W，為了防止輸出電壓不穩定時較高的電壓直接灌人穩壓二極體，導致其過壓燒壞，在輸出端給UC3844供電的線路與穩壓管相連接處串入一隻二極體。
 
    腳4接振蕩電路，產生所需頻率的鋸齒波，工作頻率為=1.8/CTRT，振蕩電阻RT和電容CT的值分別為100kΩ、200pF。腳8是其內部基準電壓(5V)，給光耦副邊的三極體提供偏壓。腳2及腳1為內部電壓比較器的反相輸入端和輸出端，它們之間接一個15 kΩ的電阻構成比例調節器，這裡採用比例調節而不用PI調節的目的是為了保證反饋迴路的響應速度。腳6是輸出端，經一個限流電阻(22Ω/0.25 w)限流后驅動功率MOSFET(IRF840)，為保護功率MOSFET，在腳6並聯一支15V的穩壓二極體。

2.2 電流反饋電路設計
    UC3844採用的是峰值電流控制模式，腳3是電流比較器同相輸入端，接電流取樣信號輸入，即電流內環，由R3，Rf以及腳3組成。如圖2所示，從腳3引入的電流反饋信號與腳1的電壓誤差信號比較，產生一個PWM(脈寬調製)波，由於電流比較器輸入端設置了1V的電流閾值，當電流過大而使電阻R3上的電壓超過1 V(即腳3電平大於1V)時，將關斷PWM脈衝，反之，則保持此脈衝。
    由於電阻R3檢測出的是峰值電流，因此它可以精確地限制最大輸出電流，被檢測的峰值電流為imax=1/R3。這裡上端採樣電阻Rf取為1kΩ)，下端電流檢測電阻R3，取為0.55Ω。濾波電容取為470pF/1.2V的電解電容。

2.3 電壓反饋電路設計
    採用三端可控基準源TL431反饋誤差電壓，並將誤差電壓放大，驅動線性光耦PC817的原邊發光二極體，而處在電源高壓端的光耦副邊三極體得到反饋電壓，輸入到UC3844的內部誤差放大器(腳1和腳2)，進而調整開關管的開通、關斷時間。
    TL431的參考端(REF)和陽極(ANODE)間是穩定的2.5V基準電壓，它將取樣電阻上的電壓穩在2.5V。當輸出電壓增大，經R10，R11分壓后得到的取樣電壓(即R-A間的電壓)大於2.5V時，流過TL431的電流增大，其陰極電壓下降，光耦原邊二極體發光，傳遞到副邊三極體，進而使得開關管的導通時間減少，從而降低輸出電壓。
    基於上述分析，TL431下端採樣電阻為R=2.5V/1mA=2.5 kΩ 。實際的檢測電流為I=2.5V/2.7kΩ=0.96mA。TL431分壓網路上端的電阻值為
R=(20-2.5)/0.96×10^-3=18.22 kΩ (取18 kΩ)
    另外，為降低誤差放大器的高頻增益，TL431的R—C間接入一個22 nF的CBB電容。同時在LED原邊二極體兩側並聯一個1 kΩ的電阻，它的
作用是保證LED導通時電流從零開始增加。

3 實驗分析
    實驗電路主要參數為：5路輸出，總的輸出功率50 w，每路20 V/0.5 A，開關頻率40 kHz，變壓器原副邊變比5：1，變壓器原邊電感量3.76 mH，主開關管為IRF840。分別在輕載150Ω和滿載100Ω情況下考核了此電路，下面分別就這兩種情況給出說明。
    圖3為開關管的驅動波形，從圖2中可以看出，上升沿和下降沿比較陡峭，驅動電平適中，符合要求，有良好的驅動能力；輕載時占空比非常小，滿載時稍大，但均遠小於50% ，保證了電路工作在完全能量轉換方式。
 
    圖4為開關管的漏源電壓波形，從圖3中可以看出，電壓尖峰很小，但有一定的過沖，保證了響應速度，說明緩衝電路的設計是合理的；電流斷續，當變壓器原邊電壓在理論上降為零時，實際情況是發生振蕩，其原因是變壓器釋放完了所有能量，開關管的漏源電壓從較高的值下降到等於輸入電壓的值的電平上，這一轉變激發了諧振迴路，它由雜散電容和原邊電感構成，從而產生了一個衰減的振蕩波形，並持續到開關管再次導通為止。另一方面，從圖4中還可明顯地看出，電路不論輕載還是滿載均工作在完全能量轉換方式，而且輕載時的斷續時間較滿載時的斷續時間長，符合反激式變換器的工作原理。
 
    圖5為輸出電壓紋波波形，從圖中可以看出，滿載時輸出電壓的紋波除了少數的毛刺，其主要部分小於0.1V，與輸出電壓(20V)相比，不到其0.5% ，說明此電路的輸出紋波很小，達到了設計指標的要求；而輕載時毛刺也很少，工作情況很理想。
 

4 結語
    實驗結果表明，本文設計的單端反激式開關電源，具有體積小、重量輕、輸出電壓紋波小等優點，且穩定性好，輕載和滿載均能可靠運行，電網電壓浮動時，電源也能正常工作，因此，作為IGBT的驅動電源，達到了滿意的效果。另外，實驗過程中遇到了以下兩個問題，希望
能為以後設計反激式電源的同行提供一些幫助：
1)3844的腳1和腳2接的電壓反饋電路的邏輯及各個元器件的參數需要仔細推敲。
2)TL431的R-C間未接電容時，其上電壓有很多尖峰毛刺，導致TL431不能正常工作，所以必須接這個電容。