電荷泵式電子鎮流器基本電路的分析

普通電子鎮流器拓撲，由帶無源LC濾波器的橋式整流電路和高頻逆變器組成，它已不能滿足電網的嚴格要求，如線路輸入端的功率因數要高，電網電流的THD要低等。斷續升壓式PWM變換器及其拓撲，可採用簡單的控制電路，達到較高的功率因數，不過，它需要附加一隻笨重的升壓電感器，此外，開關功率管上的電壓/電流應力一般也比較大。綜合考慮，該電子鎮流器的性能/價格比就不會太高。近年來，採用充電電容和高頻交流源來進行功率因數校正（PFC）的電子鎮流器成為極具吸引力的電路拓撲。因為，充電電容器按類似“電荷泵”的方式來調整輸入電流的波形，這類電路，也叫做“電荷泵”功率調節器。因為在電路中，取消了升壓電感器，輸入端的LC濾波器的體積就大大減小了，鎮流器的成本還可能降低。但是，其輸入電流的THD>15％，燈電流的CF>2.4。本文在對該“電荷泵”電路的工作原理和存在問題進行分析后，採用二極體箝位技術克服了這些存在的問題，使在開環控制下，就能得到良好的輸入電流和燈電流波形。為了驗證理論分析結論，還提供了實驗結果。
2 工作原理和存在問題
圖1為典型的“電荷泵”式電子鎮流器電路圖，圖中Lr與Cr是諧振元件，Cb1是隔直電容。該電路和普通鎮流器電路的區別是：普通鎮流器是在整流橋后緊接高頻逆變器，而本電路是增加了一隻電容Cin和二極體Dc，這兩個元件在調整輸入電流波形方面起到了關鍵作用。圖1電路可分為兩部分：PFC及DC/AC逆變。圖2為其PFC部分的等效電路和理想波形。為了簡化分析，把Cr兩端的電壓看作獨立的高頻電壓源（Ua）。通過設計，使直流母線電壓Udc高於輸入的電網電壓Ug，二極體Dc不會導通。從而，輸入電流就等於Cin的的正向充電電流，電流的方向如圖2（a）所示。這是通過調節ug和udc來實現的。如果Cin上電荷的變化〔它正比於Cin兩端電壓的變化，即ucmax－ucmin。參看圖2（b）〕緊跟著輸入電壓ug變化，則可使功率因數達到1。具體分析如下 ：


2.1 PFC原理分析
在一個開關周期內電荷泵電路的穩態工作，可分為四個拓撲階段，如圖3所示。理論波形如圖4所示。
1）階段1[0～α]
在這個階段，因為節點B處的電壓ub低於Udc，而高於ug，ug ubudc，則二極體Dc和整流橋DB均關斷。所以，輸入電容Cin中沒有電流通過，Cin兩端上的電壓uc不變化。而ua繼續下降，把ub也向下拉。當ω t=α時，ub變得等於ug，此階段結束。



2）階段2[α～π]
在ω t=α，DB開始導通，ub被箝位到ug，使ub為恆定值。當ua繼續下降時，uc必然增加。這樣Cin被整流的電網電流充電。在ω t=π時，ua降至uamin，而uc則達到其最大值。


3）階段3[π～(π＋β)]
在ω t=π之後，ua從uamin開始增加，ub變得大於ug，迫使DB關斷，因為ub低於udc，二極體Dc仍被阻斷。同階段1類似，電容Cin中無電流通過，uc維持不變。ua繼續增加，ub繼續提升，在ω t=π＋β時，此階段結束。
4）階段4[(π＋β)～2π]
在ω t=π＋β時，ub變得等於udc，二極體Dc開始導通，因為ub被箝位到udc，當ua繼續增加時，uc必然下降。Cin的放電電流流入udc，在ω t=2π時，ua增加到uamax，而uc達到其最小值。


在ω t=2π時，該電路工作又進入階段1，重複下一個開關周期。
從上面分析可以看出，在該電路中的輸入電流是斷續的，它只在階段2內有電流流過。在此階段內，Cin上的電荷變化是：

式中：2Up=uamax－uamin——ua的交流峰-峰值。
因為，在整個開關周期內，整流二極體只在階段2內導通，則一個周期內的平均輸入電流就等於Cin的平均充電電流，即：

要使功率因數值大，就期望輸入電流緊緊跟隨輸入電壓，即：

這就意味著，如果滿足式（7），該電路就會有良好的功率因數。這裡，假定ua是正弦波形。事實上，ua可能是幅值恆定的其它任何波形。ua的直流偏置，也不是決定輸入電流波形的因素。只要ua的峰-峰值（2Up）等於udc，就能保證獲得良好的功率因數。
從式（5）還可看出，2Up不應小於udc，這可避免電網電壓過零時，電網電流發生波形畸變。如果2Upudc，則在ug≤|udc-2Up|時，電網電流會變成零。
2.2 輸入電流波形和燈電流波形不好的原因
在實際電路中，輸入電流可能畸變。這是由於Cin對逆變器電路的影響。該逆變器的工作可分為三個等效的拓撲，如圖5所示。圖5中R1a'是燈的等效電阻。圖5表明，電容Cin在階段1及階段3，並不影響電路工作，但在階段2和階段4，Cin被接入了諧振電路。在交流等效電路中，Cin同Cr並聯起來了。因此，該等效的逆變器，可近似為圖6的電路。等效諧振電容值等於Cineq＋Cr（而Cb1僅僅是個隔直電容）。
轉換后Cin的等效值可近似為一個可變電容Cineq，如圖6所示。因為，在一個開關周期內，由Cineq泵入諧振電路中的電荷可由式（4）表示，Cineq兩端上的電壓變化等於2Up，則該等效的輸入電容可以這樣估算：

通常，在交流電網電壓半周期內，2Up和udc的變化是很小的，可通過適當的設計，使udc≈2Up，總能保持住。所以式（9）可寫成