淺談Boost升壓電路的原理及設計

在實際應用中經常會涉及到升壓電路的設計，對於較大的功率輸出，如70W以上的DC/DC升壓電路，由於專用升壓芯片內部開關管的限制，難於做到大功率升壓變換，而且芯片的價格昂貴，在實際應用時受到很大限制。考慮到Boost升壓結構外接開關管選擇餘地很大，選擇合適的控制芯片，便可設計出大功率輸出的DC/DC升壓電路。 UC3S42是一種電流型脈寬調製電源芯片，價格低廉，廣泛應用於電子信息設備的電源電路設計，常用作隔離回掃式開關電源的控制電路，根據UC3842的功能特點，結合Boost拓撲結構，完全可設計成電流型控制的升壓DC/DC電路，且外接元器件少，控制靈活，成本低，輸出功率容易做到100W以上，具有其他專用芯片難以實現的功能。 1 UC3842芯片的特點 UC3842工作電壓為16~30V，工作電流約15mA。芯片內有一個頻率可設置的振盪器;一個能夠源出和吸入大電流的圖騰式輸出結構，特別適用於MOSFET的驅動;一個固定溫度補償的基準電壓和高增益誤差放大器、電流傳感器;具有鎖存功能的邏輯電路和能提供逐個脈衝限流控制的PWM比較器，最大佔空比可達100%。另外，具有內部保護功能，如滯後式欠壓鎖定、可控制的輸出死區時間等。 由UC3842設計的DC/DC升壓電路屬於電流型控制，電路中直接用誤差信號控制電感峰值電流，然後間接地控制PWM脈衝寬度。這種電流型控制電路的主要特點是： 1)輸入電壓的變化引起電感電流斜坡的變化，電感電流自動調整而不需要誤差放大器輸出變化，改善了瞬態電壓調整率; 2)電流型控制檢測電感電流和開關電流，並在逐個脈衝的基礎上同誤差放大器的輸出比較，控制PWM脈寬，由於電感電流隨誤差信號的變化而變化，從而更容易設置控制環路，改善了線性調整率; 3)簡化了限流電路，在保證電源工作可靠性的同時，電流限制使電感和開關管更有效地工作; 4)電流型控制電路中需要對電感電流的斜坡進行補償，因為，平均電感電流大小是決定輸出大小的因素，在佔空比不同的情況下，峰值電感電流的變化不能與平均電感電流變化相對應，特別是佔空比，50%的不穩定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差，即使佔空比<50%，也可能發生高頻次諧波振盪，因而需要斜坡補償，使峰值電感電流與平均電感電流變化相一致，但是，同步不失真的斜坡補償技術實現上有一定的難度。 2 Boost電路結構及特性分析 2.1 由UC3842作為控制的Boost電路結構 由UC3842控制的Boost拓撲結構及電路分別如圖1和圖2所示。 圖2中輸入電壓Vi=16~20V，既供給芯片，又供給升壓變換。開關管以UC3842設定的頻率週期開閉，使電感L儲存能量並釋放能量。當開關管導通時，電感以Vi/L的速度充電，把能量儲存在L中。當開關截止時，L產生反向感應電壓，通過二極管D把儲存的電能以(Vo-Vi)/L的速度釋放到輸出電容器C2中。輸出電壓由傳遞的能量多少來控制，而傳遞能量的多少通過電感電流的峰值來控制。 整個穩壓過程由二個閉環來控制，即 閉環1 輸出電壓通過取樣後反饋給誤差放大器，用於同放大器內部的2.5V基準電壓比較後產生誤差電壓，誤差放大器控制由於負載變化造成的輸出電壓的變化。 閉環2 Rs為開關管源極到公共端間的電流檢測電阻，開關管導通期間流經電感L的電流在Rs上產生的電壓送至PwM比較器同相輸入端，與誤差電壓進行比較後控制調製脈衝的脈寬，從而保持穩定的輸出電壓。誤差信號實際控制著峰值電感電流。 2.2 Boost升壓結構特性分析 Boost升壓電路，可以工作在電流斷續工作模式(DCM)和電流連續工作模式(CCM)。CCM工作模式適合大功率輸出電路，考慮到負載達到lO%以上時，電感電流需保持連續狀態，因此，按CCM工作模式來進行特性分析。 Boost拓撲結構升壓電路基本波形如圖3所示。 ton時，開關管S為導通狀態，二極管D處於截止狀態，流經電感L和開關管的電流逐漸增大，電感L兩端的電壓為Vi，考慮到開關管S漏極對公共端的導通壓降Vs，即為Vi-Vs。ton時通過L的電流增加部分△ILon滿足式(1)。 式中：Vs為開關管導通時的壓降和電流取樣電阻Rs上的壓降之和，約0.6~0.9V。 toff時，開關管S截止，二極管D處於導通狀態，儲存在電感L中的能量提供給輸出，流經電感L和二極管D的電流處於減少狀態，設二極管D的正向電壓為Vf，toff時，電感L兩端的電壓為Vo+Vf-Vi，電流的減少部分△ILoff滿足式(2)。 式中：Vf為整流二極管正向壓降，快恢復二極管約0.8V，肖特基二極管約0.5V。 在電路穩定狀態下，即從電流連續後到最大輸出時，△ILon=△ILoFf，由式(1)和(2)可得 如果忽略電感損耗，電感輸入功率等於輸出功率，即 由式(4)和式(5)得電感器平均電流 同時由式(1)得電感器電流紋波 式中：f為開關頻率。 為保證電流連續，電感電流應滿足 考慮到式(6)、式(7)和式(8)，可得到滿足電流連續情況下的電感值為 另外，由Boost升壓電路結構可知，開關管電流峰值Is(max)=二極管電流峰值Id(max)=電感器電流峰值ILP， 3 樣機電路設計 樣機的電路圖如圖2所示，是基於UC3842控制的升壓式DC/DC變換器。電路的技術指標為：輸入Vi=18V，輸出Vo=40V、Io=2A，頻率f≈49 kHz，輸出紋波噪聲1%。 根據技術指標要求，結合Boost電路結構的定性分析，對圖2的樣機電路設計與關鍵參數的選擇進行具體的說明。 3.1 儲能電感L 根據輸入電壓和輸出電壓確定最大佔空比。由式(4)得 當輸出最大負載時至少應滿足電路工作在CCM模式下，即必須滿足式(9)， 同時考慮在10%額定負載以上電流連續的情況，實際設計時可以假設電路在額定輸出時，電感紋波電流為平均電流的20%~30%，因增加△IL可以減小電感L，但為不增加輸出紋波電壓而須增大輸出電容C2，取30%為平衡點，即 L可選用電感量為140~200μH且通過5A以上電流不會飽和的電感器。電感的設計包括磁芯材料、尺寸、型號選擇及繞組匝數計算、線徑選用等。電路工作時重要的是避免電感飽和、溫升過高。磁芯和線徑的選擇對電感性能和溫升影響很大，材質好的磁芯如環形鐵粉磁芯，承受峰值電流能力較強，EMI低。而選用線徑大的導線繞制電感，能有效降低電感的溫升。 3.2 輸出電壓取樣電阻R1、R2 因UC3842的腳2為誤差放大器反向輸入端，芯片內正向輸入端為基準2.5v，可知輸出電壓Vo=2.5(1+R1/R2)，根據輸出電壓可確定取樣電阻R1、R2的取值。 由於儲能電感的作用，在開關管開啟和關閉時會形成大的尖峰電流，在檢測電阻Rs上產生一個尖峰脈衝，為防止造成UC3842的誤動作，在Rs取樣點到UC3842的腳3間加入R、C濾波電路，R、C時間常數約等於電流尖峰的持續時間。 3.3 開關管S 開關管的電流峰值由式(10)得 Iv(max)=ILP=5.11A 開關管的耐壓由式(11)得 Vds(off)=Vo+Vf=40+0.8=40.8V 按20%的餘量，可選用6A/50V以上的開關管。為使溫升較低，應選用Rds較小的MOS開關管，要考慮的是通態電阻Rds會隨PN結溫度T1的升高而增大。 圖4為實測開關管的開關電壓波形和電流瞬態波形圖。 3.4 輸出二極管D和輸出電容器C2 升壓電路中輸出二極管D必須承受和輸出電壓值相等的反向電壓，並傳導負載所需的最大電流。二極管的峰值電流Id(max)=ILP=5.11A，本電路可選用6A/50V以上的快恢復二極管，若採用正向壓降低的肖特基二極管，整個電路的效率將得到提高。輸出電容C2的選定取決於對輸出紋波電壓的要求，紋波電壓與電容的等效串聯電阻ESR有關，電容器的容許紋波電流要大於電路中的紋波電流。 電容的ESR 另外，為滿足輸出紋波電壓相對值的要求，濾波電容量應滿足 根據計算出的ESR值和容量值選擇電容器，由於低溫時ESR值增大，故應按低溫下的ESR來選擇電容，因此，選用560μF/50V以上頻率特性好的電解電容可滿足要求。 3.5 外補償網絡 UC3842誤差放大器的輸出端腳l與反相輸入端腳2之間外接補償網絡Rf、Cf。 Rf、Cf的取值取決於UC3842環路電壓增益、額定輸出電流和輸出電容，通過改變Rf、Cf的值可改變放大器閉環增益和頻響。為使環路得到最佳補償，可測試環路的穩定度，測量Io脈動時輸出電壓Vo的瞬態響應來加以判斷。 圖5為Cf選用0.0lμF和470pF時動態響應控制波形的區別，上衝下降幅度和復位時間都有差別。 3.6 斜坡補償 在實用電路中，增加斜坡補償網絡，一般有二種方法，一是從斜坡端腳4接補償網絡Rx、Cx至誤差放大器反相輸入端腳2，使誤差放大器輸出為斜坡狀，再與Rs上感應的電壓比較。二是從斜坡端腳4接補償網絡Rx、Cx到電流感應端腳3，將在Rs的感應電壓上增加斜坡的斜率，再與平滑的誤差電壓進行比較，作用是防止諧波振盪現象，避免UC3842工作不穩定，同時改善電流型控制開關電壓的噪聲特性。本文采用方法二。 3.7 保護電路 當UC3842的腳3電壓升高超過1V或腳1電壓降到1V以下，都可使PWM比較器輸出高電平，造成PWM鎖存器復位。根據UC3842關閉特性，可以很容易在電路中設置過壓保護和過流保護。

本電路中Rs上感應出的峰值電流形成逐個脈衝限流電路，當腳3達到1V時就會出現限流現象，所以，整個電路中的電感磁性元件和功率開關管不必設計較大的餘量，就能保證穩壓電路工作可靠，降低成本。 4 結語 按以上原理和計算設計丁輸入18V，輸出40V的80W升壓DC/DC電路，整個電路調試容易，工作穩定，可靠性高，效率達80%以上，特別是成本低，已應用於實際設備中。另外，可根據具體的電路指標要求，對電路靈活控制、變動，設計出其他的應用電路。 本網站轉載的所有的文章、圖片、音頻視頻文件等資料的版權歸版權所有人所有，本站採用的非本站原創文章及圖片等內容無法一一聯繫確認版權者。如果本網所選內容的文章作者及編輯認為其作品不宜公開自由傳播，或不應無償使用，請及時通過電子郵件或電話通知我們，以迅速採取適當措施，避免給雙方造成不必要的經濟損失。