單相PWM變換器傳導EMI的分析與抑制

    在開關電源中，儲能元件（變壓器、電感和電容）的尺寸隨著開關頻率的增加成近似線性的減小。因而，高度集成開關電源一般需要高開關頻率和快速半導體設備。但是，高開關頻率將伴隨電壓和電流的變化率（dv/dt和di/dt）增加，這將直接影響開關電源的電磁兼容性。與此同時，EMI濾波器的效能會因為高頻寄生參數的影響而削弱，導致不能有效地濾出電源迴路產生的高頻EMI雜訊。近年來，隨著EMC標準的不斷嚴格，對EMI的考慮也變得非常重要。目前，關於PWM變換器的EMI雜訊的理論分析的文章有很多。但是，對於EMI雜訊的產生和傳導途徑並沒有比較全面而深入的研究。因而，EMI雜訊，尤其是經過旁路電容流向系統地的共模干擾電流很值得我們研究。
    本文通過寄生電感和電容來建立變換器電路模型，對共模和差模干擾的基本模型進行了分析。詳細講述了降低PWM變換器EMI的CM和DM濾波器的設計方法。

一、變換器的高頻寄生參數模型
    圖1為基於IGBT的全橋PWM變換器電路。為了簡化分析過程，變壓器沒有在圖1中表示出來。為了對EMI濾波器進行預測和計算，必須建立準確的高頻模型。其模型具體包括元器件模型、濾波器模型和導線模型。
 
圖1　PWM變換器電路圖

1.元器件模型
    圖2為完整的IGBT等效電路。由圖可知，電路包括了內部和外部導線電感和IGBT集電極與模型金屬底座之間的電容。這些電容導致高頻漏電流流向連接散熱設備的金屬底座。散熱設備一般是良好接地以確保安全。IGBT設備是通過小的電子絕緣材料安放在金屬底座上。為了使溫度電阻儘可能小，其絕緣層要儘可能的薄，並且IGBT集電極與模型金屬底座之間的旁路電容要儘可能的大。
 
圖2　IGBT寄生參數等效電路

2.濾波器模型
    濾波器效率不僅受濾波器的類型影響，也受濾波器組成阻抗與附近器件阻抗不同的影響。為了提高濾波器效率，本身的阻抗與附近器件阻抗必須有很大的不同。例如，如果濾波器有較小的容性阻抗，較多的高頻雜訊電流將通過。如果濾波器有較大的感性阻抗則較多的高頻雜訊電壓將被分開。但是，濾波器在高頻狀態下的阻抗往往不是我們所想象的這樣的。
 
圖3　濾波器寄生參數
    有很多寄生參數將對濾波器產生影響，首先討論電容的寄生參數對濾波器的影響。圖3(a)是一個簡單的等效電路，電感L_lead為電路的導線電感，Rs為等效電阻。圖3b是電容阻抗大小的波德圖，頻率 f0（ ）是電容的自適應頻率。當頻率從dc逐漸增大時，電容C的阻抗將線性減小－20dB/dec，在f0以上，電感的阻抗將線性增大＋20db/dec。因此，如果電容的f0越大，導線電感將越小，則對於固定電容值的電容將有更好的效果。為了提高電容的效能，電容的引腳應儘可能的短。如果將電容值增大不但不能減小EMI，反而增加電路的EMI，其自適應頻率是主要的原因。典型的頻率如下：電解電容為1KHz，陶瓷電容為100KHz，聚脂薄膜電容為1MHz，塑膠電容為10MHz，聚脂陶瓷電容為100MHz。
    電感上的寄生參數對EMI濾波器的影響也是很大的。典型的等效電路如圖3(c)所示。Cpara和Rpara 表示電感的寄生電容和等效串聯電阻。圖3(d)是阻抗大小的波德圖。在小於f1時電感表現為電阻性，在f1與f0（  ）表現為感性，大於f0表現為容性。因此可以等出結論，電感f0越大，頻率帶越寬。類似於電容，寄生電容值越小，電感將有更好的性能。

3.導線模型
    導線模型包括支線和母線。支線有導線電感，大約為1uH/m。如果支線較短，其寄生電容可以不用考慮。因此，連結線應該是越短越好。從實驗結果可知，當輸入輸出電纜長度超過5m時，寄生電容將不能忽視。母線經常是用於聯結直流電源與兩IGBT引腳。其引線電感L一般比較小，但di/dt常常比較大，因此 會非常大，這就是導致差模干擾的主要原因。

二、EMI雜訊
    EMI雜訊主要包括兩個部分：差模干擾和共模干擾。差模干擾電流一般是由導線流向中性點或者由中性點流嚮導線，共模干擾電流通常流入電路與保護地之間的寄生電容上[4]。由於輸入端一般加有輸入差模濾波器，共模EMI一般比差模EMI要大很多。

1.差模干擾
    高頻差模電流一般是由輸出的線線電壓突變引起的，這些差模電流流過變換器的輸出端。一部分經過DC端電容，一部分將被直流電源吸引。同時差模干擾電流也是一個輻射EMI源。其傳播途徑能通過安裝在變換器dc橋附近的差模濾波器來變化。
    變換器輸出端電流idc由開關狀態來決定。假定當支路為感性時，支路電流方向為正方向，電流大小為i1，則差模電流能通過表1描述的三種狀態來決定。其它狀態的高頻電流與這三種狀態是一樣的。
表1　變換器DC端輸出電流
 
    另外，因為主電路的寄生參數影響將產生高頻諧振，同時增大差模電流。而且，PWM開關產生的高諧波雖然大部分通過輸出濾波器濾出，但仍有部分存在，因此，差模電流也將在輸出端形成。

2.共模干擾
    共模干擾是因為輸入端與接地系統之間電流形成的。在PWM變換器系統中，因為存在快速的開關轉換輸出電壓和輸出端各種與地的旁路電容，共模干擾是主要的干擾。IGBT集電極與金屬底座寄生電容Cp，它是由圖1中的與地之間的虛線引起的。這些電容將導致高頻漏電流流入連接散熱片的金屬底座。這些散熱片因為安全原因一般都良好接地的。IGBT一般是通過薄的絕緣材料安放在金屬底座上。為了減小溫度電阻，絕緣層通常是儘可能的薄，並且集電極與金屬底座的旁路電容要偏大一些。
在單相變換器中，共模電壓V1和V2是潛在橋臂中點與直流端點之間。寄生電容為
 
在開關動作時，共模電壓對等效寄生電容進行充放電，因而，dv/dt和共模電流會很大，共模電流的路徑由圖1的虛線表示。由圖可以清楚的看到，共模電流迴路面積相比差模電流迴路面積要大一些。因此對於輻射EMI相當於一個好的天線。
 
3.電壓尖峰
    在PWM變換器中，直流電壓與電源開關通過母線和需要的輸出電壓延長線連接。簡單的電路如圖4所示。例如，圖4(a)表示負載電壓Vload=Vdc的情況。當開關狀態變化時如負載電壓為0時，負載電流僅通過圖4(c)所示的迴路2。當T1關斷時，D2完全導通（負載電流因為感性負載而不發生變化）。因為D2處於導通狀態，因此在轉換時間內，迴路1將滿足以下表達式
 
L表示迴路1的旁路電感，包括引線電感和IGBT內部電感，VT1表示開關T1 的電壓。圖4　不同時間的電流迴路  (a) IT1=Iload，(b) 轉換時間，(c) IT1=0，(d) 通過T1的電流因而，由上式可知，當T1關斷時，迴路1的旁路電感將導致較大電壓通過T1。共模電壓的電壓尖峰將因開關關斷而產生，即dv/dt將增大，因而共模電流也將增大。

三、傳導EMI的抑制
    對於普通的PWM變換器，通常採用通用電源濾波器。低頻部分（從15KHz到1MHz）包括DM和CM。DM和CM部分均可以通過DM和CM濾波器濾出。高頻部分（1MHz以上）是共模干擾，要抑制就很困難。包括共模濾波器在內很多方法被使用來削除共模干擾。圖5所示是濾波器的結構，包括輸入端的DM和CM濾波器。
 
圖5　共模和差模干擾濾波器結構
1.DM濾波器的設計
    CM濾波器的電感對DM電流一說近似於短路，而且，CM濾波器的漏感對DM的EMI抑制有很大的作用。輸入DM濾波器通常用於削弱變換器橋臂直流紋波電流。因為變換器橋臂是諧波源。直流輸出電流必須抑制以符合EMC標準。變換橋輸出電流包括直流部分和基頻與開關頻率的諧波部分。直流部分通過差模濾波器不能得到抑制，而諧波部分將得到大大的抑制。圖6所示為諧波電流的等效電路。L和C是差模濾波器的等效電感和電容。R是電感L的等效串聯電阻（ESR）。Vdc為直流電壓，對諧波電流來說是短路的。Ik為變換橋的等效諧波電流源。I1為通過差模濾波器的DM電流。從等效電路可得如下表達式
 
 
圖6　差模干擾電流等效電路
2.CM濾波器設計
    在開關導通的瞬間，共模電流通過寄生的分佈電容流向保護地。因為很難計算出共模電流的大小，因此CM濾波器的設計非常的困難。CM電感大小、電容的大小和位置一般通過實驗來確定。為了提高系統的高頻性能，將使用共模濾波器、RDC緩衝器和屏蔽等辦法。

四、結論
    本文論述了PWM變換器的高頻特性包括CM和DM雜訊，也對EMI雜訊的產生原理和傳播途徑進行了分析。EMI濾波器的作用是抑制變換器直流輸入和交流輸出端產生的共模和差模干擾。