一種基於單片機的正弦波輸出逆變電源的設計

一種基於單片機的正弦波輸出逆變電源的設計
摘要：介紹了一種正弦波輸出的逆變電源的設計。設計中採用了DC／DC和DC／AC兩級變換，高頻變壓器隔離，單片機控制。實驗結果表明性能可靠。
關鍵詞：逆變電源；單片機；正弦脈寬調製
O引言
低壓小功率逆變電源已經被廣泛應用於工業和民用領域。特別是新能源的開發利用，例如太陽能電池的普遍使用，需要一個逆變系統將太陽能電池輸出的直流電壓變換為220V、50Hz交流電壓，以便於使用。本文給出了一種用單片機控制的正弦波輸出逆變電源的設計，它以12V直流電源作為輸入，輸出220V、50Hz、0~150W的正弦波交流電，以滿足大部分常規小電器的供電需求。該電源採用推挽升壓和全橋逆變兩級變換，前後級之間完全隔離。在控制電路上，前級推挽升壓電路採用 SG3525晶元控制，採樣變壓器繞組電壓做閉環反饋；逆變部分採用單片機數字化SPWM控制方式，採樣直流母線電壓做電壓前饋控制，同時採樣電流做反饋控制；在保護上，具有輸入過、欠壓保護，輸出過載、短路保護，過熱保護等多重保護功能電路，增強了該電源的可靠性和安全性。
該電源可以在輸人電壓從10．5V到15V變化範圍內，輸出220V±10V的正弦波交流電壓，頻率50Hz±O．5Hz，直流分量<lV，電壓波形畸變率<5％，並且有很強的過載能力。由於採用了單片機數字化SPWM控制方式，控制靈活方便，可以在不改變電路結構的條件下，只改變程序，使逆變器輸出110V、60Hz正弦波交流電，以適應不同用戶的需求。
l主電路
逆變電源主電路採用推挽升壓和全橋逆變兩級變換，如圖1所示。
輸入電壓一端接在變壓器原邊的中間抽頭，另一端接在開關管S1及S2的中點。控制S1及S2輪流導通，在變壓器原邊形成高頻的交流電壓，經過變壓器升壓、整流和濾波在電容C1上得到約370 V直流電壓。對S3～S6組成的逆變橋採用正弦脈寬調製，逆變輸出電壓經過電感L、電容C2濾波后，最終在負載上得到220 V、50 Hz的正弦波交流電。採用高頻變壓器實現前後級之間的隔離，有利於提高系統的安全性。
輸入電壓10．5～15 V，輸入最大電流15 A，考慮一倍的余量，推挽電路開關管S1及S2耐壓不小於30 V，正向電流不小於30 A，選用 IRFZ48N。
升壓高頻變壓器的設計應滿足在輸入電壓最低時，副邊電壓經整流后不小於逆變部分所需要的最低電壓350 V，同時輸入電壓最高時，副邊電壓不能過高，以免損壞元器件。同時也必須考慮繞線上的電壓降和發熱問題。選EE型鐵氧體磁芯，原副邊繞組為7匝：300匝。關於高頻變壓器的設計可以參考文獻。
變壓器副邊輸出整流橋由4個 HER307組成．濾波電容選用68μF、450 V電解電容。
根據輸出功率的要求，輸出電流有效值為0 6～O.7 A，考慮一定的電壓和電流余量，逆變橋中的S3～S6選用 IRF840。逆變部分採用單極性SPWM控制方式，開關頻率fs=16 kHz。
假沒濾波器時間常數為開關周期的16倍，即諧振頻率取1 kHz，則有
濾波電感電容LC≈2．5×10-3，可選取L=5 mH，C=4．7μF。濾波電感L選用內徑20 mm，外徑40 mm的環形鐵粉芯磁芯，繞線採用直徑O．4 mm的漆包線2股並繞，匝數180匝。
2數字化SPWM控制方法
該逆變電源的控制電路也分為兩部分。前級推挽升壓電路由PWM專用晶元 SG3525控制，採樣變壓器繞組電壓實現電壓閉環反饋控制。后級逆變電路由單片機PICl6C73控制，採樣母線電壓實現電壓前饋控制。前級控制方法比較簡單，在這裡主要介紹后級單片機的數字化SPWM控制方式。
2.l正弦脈寬調製SPWM
正弦脈寬調製SPWM技術具有線性調壓、抑制諧波等優點，是目前應用最為廣泛的脈寬調製技術．一般用三角波μc作為載波信號，正弦波ug=UgmSin2πfgt作為調製信號，根據μ和μg的交點得到一系列脈寬按正弦規律變化的脈衝信號。則可以定義調製比m=Ugm／Ucm，頻率比K=fc／fa=Tg／Tco。
正弦脈寬調製可以分為單極性SPWM和雙極性SPWM。雙極性SPWM的載波為正負半周都有的對稱三角波，輸出電壓為正負交替的方波序列而沒有零電平，因此可以應用於半橋和全橋電路。實際中應選擇頻率比K為奇數，使得輸出電壓μo具有奇函數對稱和半波對稱的性質，μc無偶次諧波。但是輸出電壓μc中含有比較嚴重的n=K次中心諧波以及n=jk±6次邊頻諧波。其控制信號為相位互補的兩列脈衝信號。
單極性SPWM的載波為單極性的不對稱三角波，輸出電壓也是單極性的方波。因為輸出電壓中包含零電平，因此，單極性SPWM只能應用於全橋逆變電路。由於其載波本身就具有奇函數對稱和半波對稱特性，無論頻率比K取奇數還是偶數輸出電壓Uo都沒有偶次諧波。輸出電壓的單極性特性使得uo不含有n=k次中心諧波和邊頻諧波，但卻有少量的低頻諧波分量。單極性SPWM的控制信號為一組高頻(載波頻率fe)脈衝和一組低頻(調製頻率fk)脈衝，每組的兩列脈衝相位互補。由三角載波和正弦調製波的幾何關係可以得到，在k》l時，高頻脈衝的占空比D為2．2 PIC單片機的軟體實現 PICl6C73是Microchip公司的一款中檔單片機，它功能強大而又價格低廉。PICl6C73內部有兩個CCP(Capture、Compare、PWM)模塊，當它工作在PwM模式下，CCP x引腳就可以輸出占空比10位解析度可調的方波，圖2為其工作原理圖。
TMR2在計數過程中將同步進行兩次比較：TMR2和CCPRxH比較一致將使CCPX引腳輸出低電平；TMR2和PR2比較一致將使CCPx引腳輸出高電平，同時將TMR2清O，並讀入下一個CCPRxH值，如圖3所示。因此，設定CCPRxH值就可以設定占空比，設定PR2值就可以設定脈衝周期。脈衝占空比D可以表示為
在本設計中，全橋逆變器採用單極性SPWM調製方式。CCP1模塊用來產生高頻脈衝，CCP2模塊用來產牛低頻脈衝。選擇16M晶振，根據脈衝周期Tc=[(PR2)+l]×4×4*Tosc和頻率比k=Tg／Tc,可以取PR2=249，k=320，則有Tg=20 ms，高頻脈衝序列每一一個周期中包含：320個脈衝。設調製比m=0．92，將，t=TgN／320代入式(2)，聯立式(3)可以得到產生高頻脈衝所需要的CCP1H的取值，第0～79個脈衝為
CCP1H=230sin(πN/160)（4）
式中：N為O→79。
考慮到正弦波的對稱性，可以得到第80～159個脈衝為
CCP1H=230sin[π×(80—N)／160] (5)
根據脈衝的互補性，可以得到第160～239個脈衝為
CCP1H=250—230sin(πN／160) (6)